Активно загружаемая дифференциальная пара MOSFET: измерение лямбда, прогнозирование усиления

Активно загружаемая дифференциальная пара MOSFET: измерение лямбда, прогнозирование усиления
Активно загружаемая дифференциальная пара MOSFET: измерение лямбда, прогнозирование усиления
Anonim

Активно нагруженная дифференциальная пара MOSFET: измерение лямбда, прогнозирование усиления

В этой статье мы рассмотрим уравнение дифференциального усиления и используем LTspice для определения значения параметра модуляции длины канала, называемого lambda (λ).

Вспомогательная информация

  • Дискретные полупроводниковые схемы: дифференциальный усилитель
  • Дискретные полупроводниковые схемы: простой Op-Amp
  • Изолированные транзисторы с полевым эффектом (MOSFET)
  • Основной источник постоянного тока MOSFET
  • Базовая дифференциальная пара MOSFET
  • Модели SPICE для полевых МОП-транзисторов 0, 35 мкм

Предыдущие статьи

  • Дифференциальная пара MOSFET с активной нагрузкой
  • Преимущества активной дифференциальной пары MOSFET-транзисторов
  • Активно нагруженная дифференциальная пара MOSFET: сопротивление выхода

Дифф-пара с выходным сопротивлением

В предыдущей статье мы обсудили выходное сопротивление малой мощности MOSFET (r o): почему он существует, как он влияет на схему усилителя и как его вычислять. Теперь мы будем использовать этот новый опыт, чтобы изучить прирост активно загруженной дифференциальной пары. Начнем со следующей схемы:

Image
Image

Итак, теперь у нас есть резисторы стока для наших усилителей FET, что делает активно загруженную конфигурацию похожей на версию дренажного резистора, представленную в разделе «Дифференциальная пара MOSFET». Полный анализ дифференциального коэффициента для этой схемы не совсем прост, и я не хочу увязнуть в сложности всего этого. Вместо этого мы возьмем концептуальный, интуитивный подход.

Самый простой способ - предположить, что схема симметрична, а затем анализирует только правую часть пары диффе- рентов (поскольку выход берется с правой стороны). Этот метод был бы прекрасен с помощью пары дифференциальных сопротивлений дренажа, потому что эта схема на самом деле симметрична, если мы предполагаем идеальное соответствие. Но, к сожалению, активно заряженная диффузионная пара не симметрична.

Однако оказывается, что мы можем сделать вид, что схема симметрична, а затем выполнить интуитивный анализ в правой части пары. При этом мы можем получить правильное выражение для дифференциального усиления. (Я говорю «правильное выражение» вместо «правильного выражения», потому что даже более формальный анализ, который приводит к этому выражению, включает упрощения.)

Может быть, вам не нравится такое безрассудное пренебрежение к строгой теории схем, но я просто рад, что я могу исследовать и (по крайней мере частично) понять ситуацию, не теряясь в деталях.

«Интуитивный» анализ

Итак, разделим схему пополам и предположим, что виртуальная земля подключена к источнику Q 2.

Image
Image

Мы видим, что схема напоминает правую часть версии дренажного резистора. Как указано в разделе «Дифференциальная пара базовых МОП-транзисторов», величина дифференциального усиления всей пары дифференциальных сопротивлений утечки равна (g m × R D), а это означает, что коэффициент усиления одной стороны диффузионной пары утечки резистора (A V, OS) - это то же выражение, разделенное на два:

$$ A_ {V, OS} = \ frac {g_m \ times R_D} {2} $$

Мы можем применить это же выражение к активной паре, где резистор стока теперь является выходным сопротивлением Q4. Однако не забывайте, что дифференциальная пара преобразует выход дифференциального сигнала в односторонний без потери коэффициента усиления - другими словами, уменьшение коэффициента два, которое происходит, когда мы разделяем пару дифференциальных сопротивлений дренажа, не применяется к конфигурации активной нагрузки.

Таким образом, можно сделать вывод, что коэффициент усиления активной нагруженной дифференциальной пары (A V, AL) следующий:

$$ A_ {V, AL} = g_m \ times r_ {o4} $$

Но это было бы неправильно! Это неправильно, потому что мы забываем о выходном сопротивлении Q 2. При использовании пары дифференциальных сопротивлений дренажа, более оправданно игнорировать выходное сопротивление Q 2, поскольку оно, вероятно, намного больше, чем сопротивление стока. Как мы видели с усилителем общего источника, рассмотренным в предыдущей статье, анализ малого сигнала помещает выходное сопротивление параллельно с резистором дренажа.

Если r o намного больше R D, параллельная комбинация не будет сильно отличаться от R D. Но у нас есть совершенно новая ситуация с активно загруженной схемой: r o of Q 4, вероятно, будет очень похож на r o Q 2, и поэтому мы не можем игнорировать r o of Q 2.

Поэтому нам нужна новая схема:

Image
Image

Теперь общее выходное сопротивление r o2 || r o4, и мы справедливо заключаем, что коэффициент усиления активной нагруженной дифференциальной пары следующий:

$$ A_ {V, AL} = g_m \ times \ left (r_ {o4} parallel r_ {o2} right) $$

где g m относится к крутизне усилительных транзисторов (Q 1 и Q 2), а не к ток-зеркальным транзисторам (Q 3 и Q 4).

Измерение лямбда

На этом этапе мы хотим предсказать прирост нашей активно загруженной пары diff, но мы не можем, потому что нам нужно знать значение r o4 и r o2.

Для этого нам нужно знать лямбда, потому что

$$ r_o = \ frac {1} { lambda \ times I_D} $$

Я знаю, что вы думаете: просто загляните в модель SPICE!

Увы, это не всегда так просто. Модели MOSFET, которые мы используем в наших симуляциях, относятся к разнообразию «BSIM3», что означает, что они слишком сложны для лямбда-подхода к модуляции длины канала. Другими словами, вы не найдете лямбда в модели SPICE, потому что она была заменена другими параметрами, которые позволяют более точно моделировать.

Итак, у нас есть хорошая возможность определить лямбда эмпирически. Как мы это делаем? "Src =" // www.allaboutcircuits.com/uploads/articles/ALRG_diagram9.jpg" />

Во-первых, мы применяем напряжение затвора к источнику, которое достаточно высоко, чтобы вывести FET из отсечки. Затем, удерживая постоянную V GS, мы увеличиваем напряжение стока от источника. Поскольку V DS становится достаточно высоким, чтобы ущипнуть канал, FET переходит в насыщенность. Если мы проигнорируем модуляцию длины канала, кривая будет совершенно плоской (как показано выше), поскольку увеличение V DS не влияет на ток стока.

Напротив, следующая кривая не плоская в области насыщения, поскольку она включает модуляцию длины канала:

Image
Image

Постепенное увеличение тока стока насыщающей области соответствует дополнительному току, протекающему через выходное сопротивление при увеличении напряжения утечки на источник. Если мы продолжим эту линию до оси x, то имеем лямбда:

Image
Image

Как указано в графике, вы также можете измерить наклон и преобразовать его непосредственно в r o.

Лямбда-симуляция

Вот схема LTspice, которую я использовал для поиска лямбда:

Image
Image

И вот соответствующая зависимость тока стока от напряжения стока от источника:

Image
Image

Мы будем использовать простой графический метод для получения приблизительного значения для лямбда:

Image
Image

Вычисление прибыли

Итак, допустим, что λ ≈ 1 / (30 В) = 0, 033 В -1. В симуляциях, выполненных для предыдущей статьи, мы использовали I BIAS = 500 мкА, что соответствует току утечки постоянного тока 250 мкА для Q 2 и Q 4.

Таким образом, мы имеем

$$ r_o = \ frac {1} { lambda \ times I_D} = \ frac {1} {0.033 \ V ^ {- 1} times 250 \ \ mu A} approx 121 \ k \ Omega $$

Чтобы свести к минимуму проблемы, мы будем использовать это значение для r 0 как NMOS, так и PMOS, хотя на самом деле мы не можем предположить, что λ PMOS = λ NMOS. Из предыдущей статьи (см. Расчеты в конце раздела «Дифференциальный коэффициент усиления»), мы знаем, что g m для наших NMOS-транзисторов составляет 0, 00182 A / V. Таким образом, мы вычисляем нашу прибыль следующим образом:

$$ A_ {V, AL} = g_m \ times (r_ {o4} parallel r_ {o2}) = 0, 00182 \ \ frac {A} {V} times (121 \ k \ Omega \ parallel 121 \ k \ Omega) approx110 $$

Я проверил это число против симуляции, и результаты не были даже близкими. Симулированное усиление было около 22.

Это обескураживает, когда симуляции не подтверждают расчеты, но в этом случае это не слишком удивительно. Напротив, несоответствие напоминает нам о том, что наши упрощенные модели гораздо менее точны с короткими длинными каналами (я использовал 0, 35 мкм в моделировании). Фактически, один из документов (PDF), который сопровождает модели FET SPICE, которые мы используем, гласит следующее: «Остерегайтесь: не ожидайте очень точных результатов, используя ручные вычисления, особенно для коротких длин каналов (L <2 μ)."

Хорошей новостью является то, что я получил гораздо лучшие результаты, когда увеличил длину канала моделирования до 2 мкм (я также увеличил ширину канала для поддержания того же отношения W / L). В вышеупомянутом документе предлагается лямбда 0, 025 В -1 для NMOS и 0, 019 В -1 для PMOS с L = 2 мкм; это дает r o2 = 160 кОм и r o4 ≈ 211 кОм и, таким образом, A V, AL ≈ 166. Это намного больше согласуется с имитированным усилением, которое составляет приблизительно 176.

Вывод

В этой серии мы подробно рассмотрели активную нагрузку на дифференциальную пару MOSFET. Надеюсь, теперь у вас есть четкое понимание преимуществ и основных входных и выходных характеристик этой важной схемы.