Активно нагруженная дифференциальная пара MOSFET: сопротивление выхода
В этой статье мы обсудим выходное сопротивление малой мощности MOSFET, когда мы сделаем наш путь к прогнозированию усиления активно загруженной дифференциальной пары.
Вспомогательная информация
- Дискретные полупроводниковые схемы: дифференциальный усилитель
- Дискретные полупроводниковые схемы: простой Op-Amp
- Изолированные транзисторы с полевым эффектом (MOSFET)
- Основной источник постоянного тока MOSFET
- Базовая дифференциальная пара MOSFET
- Модели SPICE для полевых МОП-транзисторов 0, 35 мкм
Предыдущие статьи
- Дифференциальная пара MOSFET с активной нагрузкой
- Преимущества активной дифференциальной пары MOSFET-транзисторов
Эффект модуляции длины канала
В двух предыдущих статьях мы представили активную нагруженную дифференциальную пару MOSFET и обсудили два выдающихся преимущества этой конфигурации: улучшенное смещение (по сравнению с использованием дренажных резисторов) и дифференциальное преобразование без потерь без потери коэффициента усиления.
Теперь пришло время проанализировать дифференциальное усиление этой схемы; прежде чем мы сможем определить прирост, нам нужно понять концепцию выходного сопротивления малого сигнала и то, как мы включаем это сопротивление в наш анализ. (Если вы не знаете, что я подразумеваю под «малым сигналом», посмотрите раздел «Два выхода или один» в этой статье.)
Первое, что нужно понять, - это то, что выходное сопротивление малого сигнала не является неотъемлемым, точным свойством реального MOSFET. Скорее, это модель, которую мы используем для учета влияния модуляции длины канала на поведение малого сигнала MOSFET. Напомним, что MOSFET, используемые для линейного усиления, обычно смещаются в области насыщения, что соответствует тому, когда канал FET «ущипнут» на конце слива.
В упрощенном анализе мы используем следующее уравнение для тока стока насыщающего режима:
$$ I_D = \ гидроразрыва {1} {2} mu_nC_ {вола} гидроразрыва {W} {L} (V_ {} Г. С. -V_ {TH}) ^ 2 $$
Это уравнение передает предположение, что ток стока не зависит от напряжения стока от источника. MOSFET действует как зависимый источник тока, управляемый напряжением перегрузки V OV, где V OV = V GS - V TH. Это предположение основано на идее, что увеличение напряжения стока в источнике не изменяет канал после его укола.
Однако, как вы, вероятно, заметили, реальный мир не особенно способствует идеализированным ситуациям, таким как это.
Реальность заключается в том, что увеличение напряжения утечки на источник оказывает нетривиальное влияние на канал: точка пинч-движения перемещается к источнику, и в результате получается больше тока стока в исток, как напряжение стока от источника увеличивается. Это означает, что нам нужен дополнительный элемент схемы для учета этого дополнительного тока, и теперь вы, вероятно, догадались, что элемент, который мы ищем, представляет собой резистор, а именно выходное сопротивление малой мощности r o.
Итак, теперь у нас есть MOSFET, который по-прежнему считается невосприимчивым к увеличению напряжения стока в источнике в сочетании с обычным резистором, который (как и любой резистор) имеет ток, равный напряжению на резисторе, деленному на сопротивление. По мере увеличения напряжения стока от источника, через резистор протекает больше тока, и этот ток компенсирует отсутствие изменения тока стока идеального МОП-транзистора. Объединив эти два тока - ток стока идеализированного FET и ток через резистор - мы можем найти общий ток стока для реального MOSFET.
Игнорирование модуляции длины канала эквивалентно предположению о том, что выходное сопротивление небольшого сигнала FET бесконечно. Из этого следует, что более высокое выходное сопротивление желательно, если мы хотим, чтобы MOSFET вел себя скорее как идеализированный компонент, в котором ток стока не зависит от напряжения стока от источника. Как мы увидим ниже, выходное сопротивление малого сигнала определяется частично током смещения постоянного тока FET, поэтому мы имеем некоторую способность увеличить выходное сопротивление данного устройства.
Последнее замечание перед тем, как мы продолжим: Выходное сопротивление само по себе упрощает реальное поведение MOSFET. Субатомное действие, происходящее на канале MOSFET, не совсем прямолинейно, и для меня не удивительно, что простая линейная зависимость, представленная резистором с истоком-истоком, - это не вся история.
Уменьшение коэффициента усиления
Как конечное выходное сопротивление малого сигнала влияет на работу усилителя MOSFET? Рассмотрим следующую схему:
Это основной усилитель с общим источником. Здесь речь идет только о поведении с малым сигналом, а это означает, что 1) схема смещения опускается и 2) вы можете предположить, что полевой транзистор находится в насыщенности. Как обсуждалось в первом разделе дифференциальной пары MOSFET с активной нагрузкой, величина усиления этого усилителя представляет собой крутизну MOSFET, умноженную на сопротивление стока:
$$ A_V = g_m \ times R_D $$
Теперь давайте включим конечное выходное сопротивление:
И далее мы напоминаем, что метод анализа с малым сигналом позволяет нам заменить постоянные источники постоянного тока короткими замыканиями. В результате получается следующее:
Теперь эффект выходного сопротивления ясен - он находится параллельно с резистором стока, и, следовательно, величина усиления напряжения становится следующим:
$$ A_V = g_m \ times \ left (R_D \ parallel r_o \ right) $$
Таким образом, конечное выходное сопротивление снижает коэффициент усиления, поскольку эквивалентное сопротивление двух резисторов параллельно всегда меньше, чем у каждого резистора. Это демонстрирует желательность более высокого выходного сопротивления малого сигнала: если r o намного больше R D, уменьшение коэффициента усиления будет незначительным. Обратите внимание также, что сопротивление выхода помещает верхний предел на A V; независимо от того, сколько у вас сопротивления стока, эквивалентное сопротивление R D || r o никогда не будет выше r o. Это означает, что A V не может превышать (g m × r o), что называется внутренним усилением MOSFET.
лямбда
Хорошо, так как мы вычисляем выходное сопротивление малой мощности? Вам нужны две вещи: ток смещения и lamba (или λ, для тех, кто немного туманный на греческом алфавите).
$$ r_o = \ frac {1} { lambda \ times I_D} $$
Лямбда зависит от физических характеристик полевого транзистора и от условий смещения устройства, но чтобы сделать жизнь предельно простой, мы игнорируем зависимость от условий смещения и считаем, что лямбда является постоянной для конкретной технологической технологии.
Однако вы должны знать, что лямбда увеличивается по мере уменьшения длины физического канала. I D (к счастью, более простой, чем лямбда) является ток утечки постоянного тока FET, т. Е. Ток стока, который вы игнорируете при анализе малого сигнала.
Я просмотрел некоторые модели NMOS SPICE и увидел значения лямбда в диапазоне, скажем, от 0, 01 до 0, 1 В -1. При токе смещения 500 мкА этот диапазон соответствует выходному сопротивлению малой мощности от 200 кОм до 20 кОм.
Это дает вам представление о высоких преимуществах, которые мы можем достичь, загружая усилитель с выходным сопротивлением малой мощности транзистора вместо обычного дренажного резистора (если вы считаете это утверждение запутанным, обратитесь к разделу «Проблема с сопротивлением дренажа» и " Думая о текущем источнике "в этой статье). Имейте в виду, что современные ультракороткие МОП-транзисторы будут иметь более высокий лямбда (и, следовательно, более низкий коэффициент усиления).
Вывод
Теперь, когда мы исследовали выходное сопротивление малой мощности, мы готовы проанализировать дифференциальное усиление нашей активной нагрузки дифференциальной пары MOSFET. Мы сделаем это в следующей статье, и мы также эмпирически (т. Е. Посредством моделирования) измерим лямбда, чтобы мы могли предсказать прирост дифференциального усилителя LTspice.
Следующая статья в серии: Активно нагруженная дифференциальная пара MOSFET: измерение лямбда, прогнозирование усиления